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引言

在光通信系統中，光電探測器將入射光功率轉換為電流。這些光電探測器，無論是p-i-n光電二極管還是波導鍺光電探測器，都會產生光電流，必須經過放大并轉換為電壓信號后才能被后續線路級處理。跨阻放大器執行這一電流到電壓的轉換，同時提供增益，跨阻增益定義為輸出電壓變化與輸入電流變化的比值，通常以歐姆或分貝表示。

跨阻放大器設計的基本挑戰源于需要在實現高跨阻增益的同時保持低輸入電阻。低輸入電阻能夠實現高帶寬工作和高效增益，因為輸入帶寬與輸入電阻和總輸入電容的乘積成反比。然而，單純在輸入端使用低值電阻會嚴重限制可實現的跨阻增益。這種增益與帶寬之間的權衡代表了設計中的核心挑戰，不同的跨阻放大器架構以各種方式嘗試解決這一問題。

圖1：完整的光接收機系統架構，說明跨阻放大器如何融入整體信號鏈。光電二極管產生輸入光電流，跨阻放大器將其轉換為電壓信號。該電壓隨后通過限幅放大器級，提供額外增益并將信號整形為適合數據恢復線路的數字電平。

共柵配置提供了一種實現跨阻放大器的方法，其中輸入電阻和跨阻增益可以獨立控制。在這種拓撲中，輸入晶體管工作在共柵配置，意味著柵極端連接到偏置電壓而非輸入信號。光電流流入該晶體管的源極端，呈現出近似等于晶體管跨導倒數的低輸入電阻。這種低輸入電阻最小化了與光電探測器電容形成的時間常數，從而最大化輸入帶寬。

共柵跨阻放大器中的跨阻增益主要取決于連接到輸入晶體管漏極的負載電阻。由于該負載電阻不直接影響輸入電阻，設計者可以選擇較大的負載電阻來實現高跨阻增益，而不會影響輸入帶寬。這種輸入帶寬與跨阻增益的解耦代表了共柵架構的主要優勢。

圖2：共柵跨阻放大器配置及其小信號等效線路。輸入電阻近似等于晶體管跨導的倒數，而跨阻增益等于負載電阻。這種簡單關系使得共柵跨阻放大器的設計具有可預測的性能特征。

然而，共柵跨阻放大器相比其他架構的噪聲性能相對較差。偏置電流源和負載電阻都會產生噪聲，當反向推導回輸入時，這些噪聲直接出現在輸入端。可以增大負載電阻以降低其噪聲貢獻，但電壓裕度限制往往約束該電阻的取值范圍。此外，輸入晶體管本身產生溝道噪聲，增加總的輸入參考噪聲電流。這些噪聲貢獻使得共柵跨阻放大器通常不適合需要出色靈敏度的應用，盡管其簡單性和固有穩定性仍具吸引力。

圖3：調節共源共柵跨阻放大器的實現。由第二個晶體管形成的共源放大器感測輸入晶體管源極的電壓變化，并施加反饋以抑制這些變化。這種反饋作用使輸入節點看起來具有比簡單共柵級可能實現的更低阻抗。輸入阻抗變為約等于輸入晶體管跨導與反饋放大器增益乘積的倒數。

雖然調節共源共柵通過非常低的輸入阻抗實現了出色帶寬，但確實存在一些缺點。該架構需要額外的電壓裕度來容納輸入晶體管和反饋放大器，這在低電壓設計中可能存在問題。此外，反饋放大器本身產生的噪聲增加了線路的輸入參考噪聲。盡管存在這些限制，調節共源共柵跨阻放大器已成功應用于需要極高帶寬的設計，一些CMOS技術實現的帶寬超過20千兆赫茲。

反饋跨阻放大器代表另一種架構，其中電阻在電壓放大器周圍提供并聯反饋。這種配置提供多種優勢，包括能夠在保持合理輸入阻抗的同時實現高跨阻增益。反饋電阻直接設定直流跨阻增益，而電壓放大器的增益決定反饋將有效輸入電阻降低到反饋電阻值以下的程度。

在具有無限放大器帶寬的理想反饋跨阻放大器中，跨阻將簡單地等于反饋電阻，輸入電阻將減小1加放大器增益的倍數。這種與增益相關的輸入電阻降低相比僅使用反饋電阻所能實現的帶寬有所擴展。然而，實際放大器具有有限帶寬，這以重要方式修改了這一簡單圖景。

圖4：基本反饋跨阻放大器配置及其傳輸函數特性。反饋電阻連接在放大器的輸入和輸出之間，形成并聯反饋路徑。光電二極管電容與放大器輸入電容結合，形成影響線路動態特性的總輸入電容。

當電壓放大器具有有限帶寬(以單一主極點為特征)時，反饋跨阻放大器的傳輸函數變為二階而非一階。這種有限帶寬實際上可以將跨阻放大器的帶寬增加到超過無限帶寬放大器所實現的水平,盡管代價是頻率響應中可能出現峰值。峰值的大小取決于二階響應的品質因數,而品質因數又取決于輸入時間常數與放大器時間常數之間的關系。

設計者通常瞄準品質因數約為0.707的巴特沃斯響應,或品質因數約為0.577的貝塞爾響應。巴特沃斯響應提供最大平坦頻率響應,沒有峰值,而貝塞爾響應提供最大平坦群延遲,最小化脈沖失真。這些響應之間的選擇涉及帶寬擴展、頻率響應平坦度和時域特性之間的權衡。

圖5：反饋跨阻放大器的頻率響應如何隨放大器時間常數與輸入時間常數的不同比值而變化。當這些時間常數適當相關時,跨阻放大器可以實現比無限帶寬放大器更高的帶寬,盡管過度的帶寬擴展會導致不可接受的峰值。

反饋跨阻放大器中的電壓放大器必須提供足夠增益,同時保持充足帶寬。帶有電阻負載的簡單共源級提供一種直接實現。輸入晶體管的跨導乘以負載電阻決定電壓增益,而負載電阻和輸出電容設定主極點頻率。

然而,隨著現代CMOS工藝中電源電壓的降低,使用簡單電阻負載級實現足夠的電壓增益變得越來越困難。電壓增益近似等于輸入晶體管跨導與負載電阻的乘積,但負載電阻受到電壓裕度約束的限制。在1伏電源下,負載電阻和晶體管過驅動電壓的可用電壓可能總共只有約200毫伏,嚴重限制可實現的增益。

基于CMOS反相器的放大器為這一電壓裕度挑戰提供了一種解決方案。通過在反相器配置中使用互補的NMOS和PMOS晶體管,放大器可以在最小電壓裕度下工作時實現合理增益。反相器在其開關閾值處自然提供高增益,級聯多個反相器級可以提供有效反饋跨阻放大器所需的總增益。

圖6：基于CMOS反相器的反饋跨阻放大器實現。多個反相器級提供電壓增益,反饋電阻連接在級聯周圍。低帶寬共模反饋環路設定反相器鏈的工作點以確保適當偏置。這種架構能夠在低至1伏的電源電壓下工作,同時保持足夠的增益以實現有用的跨阻。

反饋跨阻放大器的噪聲性能取決于反饋電阻和輸入放大器的貢獻。反饋電阻產生熱噪聲電流,流經反饋網絡并表現為輸入參考噪聲。這種噪聲貢獻具有平坦頻譜,等于4倍玻爾茲曼常數乘以絕對溫度除以反饋電阻。

輸入放大器通過幾種機制產生噪聲。在基于FET的輸入級中,主要噪聲源是輸入晶體管的溝道噪聲。這種溝道噪聲表現為漏極電流噪聲源,其頻譜與晶體管的跨導成正比。此外,柵極漏電流產生散粒噪聲,盡管在CMOS實現中這通常很小。

將放大器的溝道噪聲反向參考到輸入時,必須考慮從噪聲源到輸入的傳輸函數。該傳輸函數具有高通特性,意味著放大器的噪聲貢獻隨頻率增加。這種噪聲貢獻的頻率依賴性意味著總輸入參考噪聲頻譜既有來自反饋電阻的平坦分量,也有來自放大器的上升分量。

圖7：輸入參考FET溝道噪聲的過程。溝道噪聲源可以建模為與晶體管柵極串聯出現,從該噪聲到輸入的傳輸函數具有由反饋電阻和總輸入電容決定的高通特性。結果是輸入參考噪聲頻譜包括與跨導倒數乘以反饋電阻平方成正比的平坦項,以及隨頻率平方上升的項。

圖8：反饋跨阻放大器的完整輸入參考噪聲電流頻譜,顯示來自反饋電阻、柵極散粒噪聲和FET溝道噪聲的貢獻。反饋電阻在低頻產生平坦頻譜。FET溝道噪聲貢獻在由反饋電阻和總輸入電容決定的頻率開始上升,最終在高頻以隨頻率平方上升的頻譜占主導。

一些先進的跨阻放大器設計將共柵輸入級與反饋放大器結合,以利用兩種方法的優勢。共柵輸入級提供低且定義明確的輸入阻抗,將光電探測器電容與反饋放大器隔離。這種隔離確保在廣泛的光電探測器電容范圍內穩定工作,因為反饋放大器只看到相對恒定的共柵級輸出電容,而不是可變的光電探測器電容。

后續放大器級周圍的反饋仍然提供反饋跨阻放大器的常規優勢,包括能夠用大反饋電阻實現高跨阻增益。組合產生的拓撲在不同光電探測器電容下保持穩定的頻率響應,同時實現良好的跨阻增益。

圖9：將共柵輸入級與反饋跨阻放大器結合的實現。共柵級為光電二極管提供低阻抗接口,其輸出饋入反饋放大器部分。反饋電阻連接在放大器級周圍但不圍繞共柵輸入,因此輸入阻抗主要由共柵級而非反饋作用決定。

雖然光電探測器固有地產生單端電流輸出,但許多跨阻放大器設計生成差分電壓輸出以與差分后續級接口。差分信號相比單端信號提供優越的電源噪聲和基板噪聲抑制能力,使其對高性能接收機具有吸引力。然而,從單端光電流輸入創建差分輸出需要仔細的設計考慮。

生成跨阻放大器差分輸出存在兩種主要方法。在平衡差分跨阻放大器中,相同線路處理來自光電探測器的信號和虛擬路徑,虛擬路徑上的電容與光電探測器電容匹配。這種平衡方法提供出色的共模噪聲抑制,因為兩條路徑對電源和基板干擾具有相似的傳輸函數。

在偽差分跨阻放大器中,非常大的電容連接到負輸入,有效地創建交流地。這個大電容使負輸入對高頻信號不敏感,而正輸入正常處理光電探測器電流。產生的差分輸出圍繞參考電平擺動,盡管負路徑不提供與真正平衡配置相同的噪聲抑制。

圖10：差分跨阻放大器配置,顯示具有光電探測器的信號輸入和具有匹配電容的參考輸入。差分輸出允許直接連接到期望差分信號的差分限幅放大器或其他后續級。

平衡和偽差分方法之間的選擇涉及權衡。平衡配置提供優越的共模抑制,但需要復制整個跨阻放大器線路,使功耗翻倍并將總噪聲增加2的平方根。偽差分配置減少功耗和面積開銷,但提供較少的共模抑制。偽差分方法中的大電容還對參考路徑上的反饋電阻噪聲提供有用的濾波,部分抵消差分配置的噪聲懲罰。

傳統基于跨阻放大器的接收機的替代方法使用積分架構,其中光電流在位周期內對電容充電。這種位周期內的積分提供固有濾波,在某些應用中相比連續時間接收機可以提高靈敏度。在每個位周期結束時,靈敏放大器檢測積分電壓是否超過閾值,確定接收的數據位。

積分接收機的工作可以通過考慮光電流如何對積分電容充電來理解。在位周期期間,邏輯1產生光電流增加積分電壓,而邏輯0產生最小光電流,使電壓相對不變。靈敏放大器比較兩個采樣電容上的電壓,一個保持當前位的積分值,另一個保持參考值,以確定數據。

圖11：積分接收機框圖及其時序關系。光電二極管電流通過由多相時鐘控制的開關流入積分電容。雙采樣方案捕獲信號和參考電壓,然后饋入靈敏放大器進行比較。靈敏放大器解析這些電壓之間的差異以恢復傳輸的數據位。

積分接收機為低電壓工作提供一些獨特優勢。由于接收機不需要連續的高增益放大,因此可以在最小電壓裕度下有效工作。積分過程還提供自然濾波,通過降低高頻噪聲的影響可以提高靈敏度。然而,積分接收機需要精確定時以在每個位周期的最佳點正確采樣積分電壓,并且固有地執行解復用功能,產生并行低速率數據流而不是單個串行輸出。

隨著數據速率增加和光鏈路預算變緊,均衡技術在光接收機中變得越來越重要。這些技術補償帶寬限制和符號間干擾,使通信在否則會超過接收機能力的數據速率下可靠。可以在光前端應用幾種均衡方法,每種都有獨特的特性和權衡。

一種有效方法將故意帶寬受限的跨阻放大器與后續連續時間線性均衡結合。通過使用比給定數據速率通常選擇的更高值反饋電阻,跨阻放大器實現更高的跨阻增益和更好的靈敏度,盡管代價是帶寬降低引入符號間干擾。跨阻放大器之后的連續時間線性均衡器提供高頻提升,補償跨阻放大器的帶寬限制,恢復數據速率的足夠整體頻率響應。

圖12：低帶寬跨阻放大器加均衡器方法。跨阻放大器使用大反饋電阻以最大化增益和最小化噪聲,導致帶寬低于數據速率通常要求的水平。后續均衡器級提供隨頻率上升的頻率相關增益,補償跨阻放大器的帶寬限制。兩級的級聯實現平坦的整體頻率響應,同時保持高增益跨阻放大器輸入級的噪聲優勢。

該架構提供顯著的噪聲優勢,因為低帶寬跨阻放大器抑制高頻噪聲貢獻。反饋電阻噪聲隨頻率保持平坦,但輸入晶體管噪聲和后續級噪聲(當參考到輸入時通常隨頻率上升)受到跨阻放大器帶寬的限制。均衡器確實在高頻放大噪聲和信號,但整體噪聲性能可以優于單獨的寬帶跨阻放大器。

判決反饋均衡為光接收機提供另一種強大技術。在這種方法中,先前檢測的位通過加權抽頭反饋以消除那些位引起的符號間干擾。與線性均衡不同(在應用頻率相關增益時無法區分信號和噪聲),判決反饋均衡使用已知數據值減去特定干擾分量而不放大噪聲。

圖13：將低帶寬跨阻放大器與判決反饋均衡結合的接收機。跨阻放大器再次使用大反饋電阻以獲得最大增益和最小噪聲。產生的符號間干擾表現為超出主位周期的后游標抽頭,由判決反饋均衡器消除。這種組合使工作數據速率大大高于跨阻放大器帶寬通常支持的水平,由于高增益低噪聲跨阻放大器輸入級而具有出色的靈敏度。

將故意低帶寬跨阻放大器與判決反饋均衡器結合的有效性可以通過檢查脈沖響應來理解。隨著跨阻放大器帶寬減小,主游標幅度增加,而脈沖在時間上展開,產生更大的后游標符號間干擾項。判決反饋均衡器可以消除這些后游標項,前提是在數量和幅度上都保持合理限制。結果是隨著跨阻放大器帶寬減小,判決線路輸入處的信噪比提高,即使可能需要更多均衡抽頭,也能實現更好的靈敏度。

這些均衡方法使光接收機實現單獨使用傳統寬帶跨阻放大器設計無法實現的性能。通過故意限制跨阻放大器帶寬以優化噪聲性能并使用均衡補償產生的符號間干擾,設計者可以將光接收機推向比傳統方法允許的更高數據速率和更好靈敏度。這代表了現代高速光接收機設計的一個重要趨勢,其中關于如何在多個級之間分配增益和帶寬的系統級架構決策能夠實現比單獨優化各個模塊更好的整體性能。

參考文獻